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功率设计

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单极倍频电压型SPWM软开关DC/AC逆变器的设计

导读: 目前,PWM功率变换技术得到了广泛的应用。对于工作在硬开关状态下的PWM逆变器,由于其开关损耗大,并且产生严重EMI,难以满足开关电源高频化、绿色化的要求。为克服硬开关的不足,软开关技术得到迅速的发展,特别是DC/DC变换器移相软开关技术已趋于成熟。

  1 引言

  目前,PWM功率变换技术得到了广泛的应用。对于工作在硬开关状态下的PWM逆变器,由于其开关损耗大,并且产生严重EMI,难以满足开关电源高频化、绿色化的要求。为克服硬开关的不足,软开关技术得到迅速的发展,特别是DC/DC变换器移相软开关技术已趋于成熟。但对于DC/AC变换器,由于考虑其输出波形质量等因素,目前,还没有真正意义上的软开关产品出现。虽然也出现过一些DC/AC变换器拓扑和软开关控制技术[1][2][3],但这些方法还不能真正走向实用。

  文献[4]介绍了用谐振电路实现软开关,是一种比较好的方法,然而这一技术需要跟踪电路中的电压和电流,在电压和电流过零处实现软开关,这必然使电路变得复杂。为较好地解决这一难题,文献[5]介绍了利用电感换流的非谐振软开关PWM技术,然而这一技术只适用于双极性电压控制的DC/AC变换器电路。在分析文献[5]的基础上,本文设计出了一种适用单极倍频SPWM[6]软开关DC/AC变换器电路。

  2 单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路

  2.1 主电路结构

  图1所示为新型单极倍频SPWM软开关DC/AC逆变器主电路原理图。图2为其主要工作波形。该电路在硬开关SPWMDC/AC逆变器的基础上添加了电容C1,C2,C3,C4,Cr1,Cr2,CE1,CE2电感Lr1,Lr2,其中电容C1=C2=C3=C4,Cr1=Cr2,电感Lr1=Lr2,大容量电解电容CE1=CE2视为恒压源。这些元件为电路中的4只功率管实现零电压开关(ZVS)创造了条件。

  

  图1 主电路结构

  

  图2 主电路主要工作波形

  2.2 软开关的实现原理

  以下公式中的电压、电流方向以图1中的参考方向为准。并假设负载电流io连续。

  1)工作模式1(t0-t1时间段)

  在这一时间段中S1及S3导通,S2及S4关闭,iLr1从电源ED的正极经过S1,Cr1,Lr1,CE2,到ED的负极并逐渐增大;同时电容CE1经过S3,Cr2,Lr2继续放电,放电电流iLr2继续上升,在t1时刻iLr2达到最大,即

  iLr2(ωt1)=αIomsinωt1-(1-α2sin2ωt1)(1)

  式中:α为调制比;Iom为负载电流最大值,Iom=ED/RL;ω=2πfc,fc为载波频率。

  对应的等效电路拓扑见图3(a)。

  2)工作模式2(t1-t2时间段)

  在此时间段,功率管S1继续导通,iLr1继续增大。t1时刻S3关断,集电极电流i3从开关管S3转换到缓冲电容C3,为C3充电,C3上的电压从零开始上升,S3实现零电压关断;同时,存储在C4上的能量通过Cr2,Lr2,CE2回路放电,其等效电路拓扑如图3(b)。从图可看出,C3充电回路与C4放电回路参数相同。因此,在t=t2时刻,vC3=ED,vC4=0。充放电时间t21为

  t21=t2-t1=(2)

  3)工作模式3(t2-t3时间段)

  在t=t2时刻D4导通,为循环电流iL2的续流提供通路,vC4被箝位于零,即vC4=0。若在iL2=0之前,S4的触发信号到来,S4实现零电压开通。其等效拓扑如图3(c)所示。

  4)工作模式4(t3-t4时间段)

  在t3时刻S4零电压开通。循环电流iL2继续通过D4续流,在t4时刻续流完毕。续流时间t41为

  t41=t4-t1=-(3)

  其等效电路拓扑如图3(d)。

  5)工作模式5(t4-t5时间段)

  t4时刻后,S4的集电极电流从零开始上升。电源ED为负载提供能量。其等效电路拓扑如图3(d)。

  

  (a) t0-t1

  

  (b) t1-t2

  

  (c) t2-t3

  

  (d) t3-t4

  图3 各种模式下的等效电路拓扑

  在t5时刻,S1关断,缓冲电容C1的存在,S1实现零电压关断。t5时刻之后,电路进入开关周期的下半周期,其工作模式同上。

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