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跟踪负载拉移方法的演进

导读: 放大器设计师一直都喜欢用负载拉移系统功能为所选晶体管开发阻抗匹配网络。在线性系统中,简单地把小信号输入阻抗的复共轭用作源匹配网络、把小信号输出阻抗的复共轭用作负载匹配网络就可以了。

  放大器设计师一直都喜欢用负载拉移系统功能为所选晶体管开发阻抗匹配网络。在线性系统中,简单地把小信号输入阻抗的复共轭用作源匹配网络、把小信号输出阻抗的复共轭用作负载匹配网络就可以了。但针对功率器件和它们的非线性特性,负载拉移系统可以提供必要的信息最大限度地提高宽频率范围内的功率转移和输出功率。

  负载拉移技术需要研究有源器件(比如功率晶体管)对源和负载阻抗变化的响应。负载拉移系统提供了改变阻抗的途径,还能针对最佳大信号条件表征器件。谐波负载拉移技术是基频负载拉移测量的扩展,用于研究待测器件(DUT)在负载阻抗ZL与基准测试频率和一个或多个基频谐波频率组合方面的响应性能。这种方法经常用来提高高压缩放大器的效率,或降低工作在功率回退状态下的放大器的误差向量幅度(EVM)。

  

  呈现给DUT的阻抗可以用好几种格式表述:阻抗ZL(包括R+jX)、电压驻波比VSWR(作为幅度和相位中的复数)和反射系数ΓL(作为幅度和相位中的复数)。把DUT想像成一种双端口器件(图1),出现在DUT上的反射幅度ΓL就只是a2/b2,或反射波和前向行波之比。通用公式可以写成:

  Γx,n(fn) = ax,n(fn)/bx,n(fn)

  在传统的无源机械式调谐器系统中,反射产生的原因是由于使用金属探测器(也称为调谐块)部分中断了压风管路的电场。探测器以某一可变的深度插入压风管路;探测器插入压风管路并中断电场的深度越深,反射幅度ΓL就越大。沿着厚膜线长度滑动探测器将改变反射的相位。因此,通过选择相对压风管路合适的探测器垂直和水平位置,DUT上可以呈现Smith Chart上的任何阻抗。

  只关注基频阻抗的基准负载拉移调谐可以用一个调谐探测器或多个调谐探测器组合实现。谐波负载拉移调谐能够使用级联或滤波配置方式组合两个、三个或多个探测器实现。

  在使用无源机械调谐器时,很明显a2总是要小于b2,原因是调谐器的反射限制(不是所有能量都可以被反射)以及DUT和调谐器之间的损耗(能量在到达调谐器时已有耗散,从而降低了可以被反射的能量值)。假设ΓL=1左右的谐波阻抗代表理论上理想的端接状态,那么使用机械式调谐器在DUT参考平面可取得的值范围应在ΓL=0.8和ΓL=0.92之间。

  在通信和其它系统中越来越多地使用调制宽带信号对传统负载拉移系统提出了很大的挑战。传统负载拉移系统设计工作在离散频率,而宽带信号所占的频谱段通常为10MHz或更宽。诚然,负载拉移系统也会在比如10MHz宽的带宽上呈现一定的阻抗,虽然与调谐的中心频率阻抗值不尽相同。在宽带信号的带宽上可能呈现出巨大差异的阻抗,因为包括探测器、电缆、夹具和调谐器本身在内的DUT和阻抗调谐器之间存在相位延迟。这将导致容易令人误解的放大器品质因数值,如功率附加效率(PAE)和相邻通道功率比(ACPR),并导致可能令人误解的功率放大器性能结果。图2演示了调谐阻抗上的相位延迟效应。在这个例子中,2.58MHz带宽的宽带信号与标准非优化负载拉移系统一起使用,产生的相移是3度/MHz或信号带宽上的7.74度。对于具有40MHz带宽的多通道WCDMA信号来说,相移将为120度。

  

  自从20世纪70年代后,IEEE出版物中就引用了有源闭环负载拉移方法。这种方法使用放大版的b2作为反射信号a2。为了达到这个目的,需要使用耦合器或环形器引导来自DUT的信号b2经过可变放大级电路控制幅度和相位,最后重新将信号作为a2回注入器件。图3显示了典型闭环系统的功能框图。

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