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将直接转换推向奈奎斯特带宽的动机和挑战

导读: 直接转换接收器又称零中频接收器,在多种通信和仪表应用中得到了普遍采用。人们似乎越来越希望在直接下变频转换中将滤波器带宽推进到奈奎斯特边界。在本文中,我们将探讨这种类型的设计要面临的一些挑战和所担心的问题,同时在信号带宽接近100MHz时,对直接转换与中频采样进行比较。

  引言

  直接转换接收器又称零中频 (zero-IF) 接收器,在多种通信和仪表应用中得到了普遍采用。人们似乎越来越希望在直接下变频转换中将滤波器带宽推进到奈奎斯特边界。要求利用模数转换器(ADC)“全部奈奎斯特带宽”背后的动因是,降低功耗、在日益密集的封装中减轻热量问题、降低成本、延长备用时间或电池寿命等需求。在本文中,我们将探讨这种类型的设计要面临的一些挑战和所担心的问题,同时在信号带宽接近100MHz时,对直接转换与中频采样(IF-sampling)进行比较。

  直接转换接收器常常使用两个匹配的有源滤波器,一般限制到约20MHz,代表可用带宽(BW)在40MHz量级,但使用相对于信号带宽而言较高的采样率。如果接收器的选择性由低通 (LP) 滤波器决定,那么要将滤波器的带宽增大到奈奎斯特边界,就需要一个过渡带非常小的陡峭滤波器。这正是软件定义的无线电应用情况,在这类应用中,希望中心频率和带宽完全由软件定义。

  危险

  一个实际的软件定义的接收器 (无论是单通道还是一组相关通道) 大部分都是用本机振荡器(LO)调谐的,而且在镜频抑制处理之后,往往产生几MHz的可用带宽,这样的接收器可以使用两个匹配的10MHz有源 (低通) 滤波器,采样率在100Msps量级。在有些情况下,这实际上也许是惟一需要的滤波。这些低通滤波器一般是低阶的,因此要让这些滤波器像真正的抗混叠滤波器一样工作,就需要很高的过采样率。假如存在很强的带外干扰源,则必须施加更大的抑制作用,这取决于干扰源相对于带内载波的功率级别。如果利用一个滤波器在混频器之前对带外功率进行了抑制,则可降低对抗混叠滤波的要求。以上均忽略了可能必需的带宽限制 (旨在避免具带外干扰源的低噪声放大器或混频器发生过载),以及或许为某个有源滤波器所需要的任何额外的LO/RF抑制。

  例如,凌力尔特公司的LT6604-10四阶双通道滤波器/驱动器在90MHz至100MHz时约有70dB的衰减,这样的衰减是否足够,取决于在与中心频率相距90MHz的频率上所接收的功率值,而对很多应用来说,这样的衰减也许足够了。在RF域使用表面声波(SAW)滤波器可以减少对混叠频带的抑制需求。解调器中集成的低通滤波器可以减少带外滤波需求,但是常常是在 250MHz至400MHz范围,而且仅在抑制LO或RF馈通上有效。有源低通滤波器之后应该有一些对50MHz以外范围的额外抑制,以抑制驱动器部分的噪声,这部分噪声在过渡带之外可能持续存在。

  在直接转换中,由于镜频抑制限制,增益和相位失配限制了可实现的无寄生动态范围(SFDR)。这个问题常常被低估为,只是校正增益和相位这两个变量的问题。就高镜频抑制度而言,通带纹波中复杂的失配和感兴趣的频带内的延迟必须得到校正。差分滤波器由于对应组件之间容限的差别,在通带相位和幅度响应上也许显示出高度局部化的特点,因此需要更加复杂的校正。当接近高阶低通滤波器的通带边缘时,简单的时间域校正也许变得不可管理。

  对于在频域中进行解码、并可在频域中实施镜像抑制处理的正交频分复用(OFDM)而言,镜像抑制可以逐部地(bin by bin)优化。这做出的假设是:镜频中的信号是相干的。

  若要利用整个奈奎斯特频带,就没有余地选择仅使用模拟滤波器通带的一部分。如果仅对直接下变频转换可能的带宽的一半感兴趣,例如仅正频率(+1),那么除了第一奈奎斯特区 (-1) 的镜频抑制,第二奈奎斯特区 (+2) 的镜频抑制也是可能的,两个区都是负频率。这种情况需要在混频器之前有一个滤波器,以抑制那些会落在第二奈奎斯特区 (-2,正频率)的频率,以及LO之上的第三奈奎斯特区。这会需要在混频器之前有SAW滤波器,其带宽的标称值是采样频率的1.5倍,中心频率位于距本机振荡器频率1/4 fs处。

  当接近高阶滤波器的转角频率时,频率响应将偏离预期,而且滤波器之间的失配将变得复杂起来。请注意,在使用带通滤波器的情况下,这个区域有可能涵盖了通带的全部。

  将直接转换推向奈奎斯特带宽的动机和挑战

  图1:用于直接下变频转换并具被认为可用的40MHz至60MHz带宽的假设滤波器的响应 (专为100Msps采样速率而设计的抑制,且LO位于1GHz至1.5GHz区域)

  图1显示了一个滤波器的例子,在不考虑其他差错来源的情况下,该滤波器在10MHz (20MHz带宽) 时会将镜频抑制限制在大约60dB,但在30MHz之前,会切实地将镜频抑制再降低 30dB。这类滤波器和ADC利用数字信号处理校正混频器的增益和相位误差,也许能使结果改善约30dB。有些信号 (例如WCDMA),对镜频抑制不佳的容忍度相当高,而另一些 (例如 GSM) OFDM和高阶QAM则不是这样。

  16位130Msps LTC2208等具100dB SFDR的高速ADC的推出意味着在非常强的干扰信号存在的情况下,也可能保持正常运行,但接近这一量级的镜频抑制会需要超常措施。在直接转换中希望得到大的带宽在一定程度是可以理解的,因为在给定采样率上,用正交信号进行镜频抑制处理提供的带宽可能是IF采样接收器带宽的两倍。在IF采样 (欠采样) 情况下,大带宽和低通带纹波通常需要高的中心频率,这反过来又限制了很多ADC和放大器的动态范围,或者至少造成驱动放大器有较大的功耗。实际的 IF滤波器通带有理由限制到大约为中心频率的 20%。100MHz可用带宽这一日益常见的目标意味着500MHz IF和超过200Msps的采样率,这导致了较大的功耗。不过14位250Msps LTC2152-14等模拟输入带宽在1GHz量级的高速ADC为这些高输入频率提供了良好的欠采样性能,而且仅消耗300mW功率。

  人们期望直接下变频转换需要较低的功率,这是合理的,因为适用于基带频率的放大器会比高IF放大器需要更低的功率。而且高IF采样会需要重复放大,因为IF滤波器的插入损耗比低通滤波器高得多。要实现高选择性,常常需要级联滤波器。

  在IF采样中,需要两级SAW滤波器,以实现大约80dB的阻带抑制,因此除了混频器之后20dB至25dB的典型端到端增益,这两级SAW滤波器会需要插入大约20dB至40dB的补偿增益。然而在直接转换中,在并非理想状态的模拟世界中保持镜像抑制所需的数字信号处理将必需进行大量的数字密集计算,以至于直接转换的低功率优势似乎存疑。不过,处理能力所需的成本变得越来越低了。

  更高的要求

  在高于25MHz和70dB SFDR或左右时,由于放大器的增益带宽积(GBWP)限制,有源滤波器变得不实际了。目前已有具15MHz至20MHz可用带宽的有源滤波器,例如凌力尔特公司的LTC6605系列,但是如果还要求增益,那么增益带宽积的要求就更高了。

  所需的SFDR越大,GBWP的要求就越苛刻,这一点常常被忽视。在有源滤波器中,带宽相对于增益带宽积越大,增益/相位匹配对放大器GBWP的变化就越敏感。在高于25MHz时,这会导致滤波器的选择范围缩小到LC滤波器。

  高于25MHz碰巧是较高阶LC滤波器变得切实可行的频率范围,因为电感器减小到了合理的尺寸。不过,伴随这些电感器而来的是开路磁性元件可能产生的影响、相对于有源滤波器而言不够严格的组件容限、以及由于PCB上组件相邻而可能产生不可预测的耦合。由于抓放准确度不同,相互耦合的程度可能会变化。如果两个电感器相互靠近,那么它们就会耦合,而且耦合的程度取决于距离和方向。

  现在常常见到这些低通滤波器采用纯差分形式,至少在原理图上是这样,因为混频器的输出是差分的,常常需要DC响应,而且ADC必须有差分输入。在正交应用中,I和Q端口靠在一起,而且在多通道ADC情况下,这些无源滤波器在PCB上会理所当然地并排放置,因为这可以降低通道至通道的隔离。在正交采样中,隔离也许是不太需要担心的问题,但是由于耦合而导致的频率响应改变却不是小问题。滤波器频率响应的改变在I和Q通道之间是不同的,因为耦合的功率在一个通道中起主导作用,而在另一个通道中的作用则减弱了。

  如果某个承受着来自相邻通道的一些耦合的通道是I和Q的一个组成部分,则由于互感的原因而被改变的频率响应将改变镜像抑制,至少会使之向通带的上端移动,而受干扰通道的频率响应在此处所遭受的影响将是最严重的。

  如果滤波器的一侧受到了来自相邻滤波器的耦合,那么上述的另一个问题是在差分滤波器的输出端产生的共模。这也许会影响信号平衡,致使共模分量也许仅比差模分量降低20dB,在多通道ADC中,这可能足够损害通道至通道隔离和SFDR 。多通道ADC尤其应该用良好的幅度和相位平衡来驱动,否则会有包括地反跳在内的风险,地反跳可能对时钟进行相位调制,或影响其他通道。

  这也许是一个见仁见智的问题,不过在100MHz至140MHz区域中,视阻抗、类型和阶数的不同而不同,LC滤波器采用差分形式似乎是切合实际的。高于这个频率范围时,单端滤波器往往更切实可行。人们不愿意将常常是100Ω或更大的混频器差分输出转换成常常是50Ω的单端输出,然后再转换回差分形式提供给ADC,这是可以理解的。如果需要直到DC 的响应,那么转换到单端信号当然是不可能的。如果希望滤波器抑制直到数百MHz,那么这些频率分量应该用接地的并联组件来抑制,而不是差分组件,从而在这一区域形成一对单端滤波器。不可能期望这样的滤波器很好地匹配,因此抑制必须充分,假定镜频抑制很小。

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