我以我们的IC进行设计分析说明：

基本的反激变换器原理图如下所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率＜75W～的开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点；接下来我将电源的关键部分的设计进行说明！

前面已经弄清楚后，我们再来进行围绕开关MOS的成本及可靠性方面；计算变压器的关键参数，搞定FLY的主架构的设计！

我的IC工作频率67KHZ

（我们的IC有多种频率可选67KHZ／100KHZ／130KHZ等）

目前的设计选择为各厂家通用的工作频率67KHZ；采用PWM＋PFM控制模式，系统有较好的效率；较好的待机功耗等！

在设计之前，我先来回复客户常问我的一个问题：开关电源为什么常常选择67K或者100K左右范围作为开关频率，有的人会说IC厂家都是生产这样的IC，当然这也有原因。每个电源的开关频率会决定什么？对于多年的IC及各厂家的IC应用研究，我提出我的看法：

我们应该从这几个方面去思考原因：

A．有人说频率高了EMC不好过，一般来说是这样的，但这不是必然，

EMC与频率确实有关系，但不是必然。

高频率的IC的EMI我有经常指导客户搞定它！

B．先来想象我们的电源开关频率提高了，直接带来的影响是什么？

注意：当然是MOS开关损耗增大，因为单位时间开关次数增多了。

如果频率减小了会带来什么？开关损耗是减小了，但是我们的储能器件单周期提供的能量就要增多，势必需要的变压器磁性要更大，储能电感要更大了。

选取在67K到100K左右就是一个比较合适的经验折中，

电源就是在折中合理化折中进行。

目前市场上的大多数IC的功能及引脚定义都相同；通用的工作频率及引脚定义为产品的通用设计带来便利；提高了设计和同类产品的转换机率！
C．假如在特殊情形下，输入电压比较低，开关损耗已经很小了，还在乎这点开关损耗吗，那我们就可以提高开关频率，起到减小磁性器件体积的目的。
D．我们使用过PI的电源IC；在未来追求系统成本，其开关频率为132KHZ；可使用小的变压器结构优化电源体积；

注意：开关电源的频率的选择怎么做都可以，只要能合理使用。能给你的设计带来高的设计可靠性及通用性；降低设计开发成本是最关键的！

对于开关电源高频方面的细节可参考文章：

《未来高频电源的设计思考！》

进入正题

FLY－开关电源的设计我们经常会工作在下图示的状态；DCM与CCM模式；

FLY－反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。

此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。

因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压－小电流输出的场合。

对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM模式的临界处（BCM 模式）、输入电压最低（Vinmin＿DC）、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。

我的设计 迭代计算结果如下：

进行参数设计时；几个关键参数参考下图

MOS 管关断时，输入电压Vin 与次级反射电压nVo 共同叠加在MOS的DS 两端。最大占空比Dmax 确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压VD 以及MOS 管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：

通过上面公式，可知：

Dmax 取值越小，Vor 越小，进而MOS 管的应力越小，

然而，次级整流管的电压应力却增大。

因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。

Dmax的取值，应当保证Vdsmax不超过MOS管耐压等级的80％；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空比超过0．5 时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为650V的MOS管，设计中，Dmax 不超过0．5 为宜。迭代计算相关数据请参考我的EXCEL计算表格！